UCC28070-Q1 は、PFC 入力電流波形の整形を制御するために、2 つの同一かつ独立した相互コンダクタンス型電流誤差アンプ (各フェーズに 1 つ) を備えています。電流誤差アンプ (CA) は、ブースト PFC プリレギュレータに組み込まれた電流制御ループの中核を成し、ループ安定性のために一般的な原理 [7、8] を用いて補償されています。位相 A の CA の出力は CAOA、位相 B の場合は CAOB です。両者の設計上の考慮事項は同じであるため、まとめて CAOx (x は A または B) と呼ばれます。

昇圧 PFC プリレギュレータ内の電流制御ループは、昇圧電力プラント段、電流センシング回路、波形形状のリファレンス、PWM 段、補償部品を備えた CA で 構成されています。CA は、検出された昇圧インダクタの平均電流を乗算器ステージからの波形リファレンスと比較し、その差に比例した出力電流を生成します。

この CA 出力電流は補償ネットワークのインピーダンスを流れて出力電圧 V_CAO を生成し、その後、周期電圧ランプと比較されて PFC を達成するために必要な PWM 信号を生成します。

図 6-5 電流誤差アンプ、タイプ II 補償付き

昇圧 LC 共振より高く、f_PWM より低い周波数において、電流検出を含む昇圧段の小信号モデルは次のように簡略化できます：

式 23.

ここで

• L _B = 中値昇圧インダクタンス
• R_S = CT 検出抵抗
• N_CT = CT 巻数比
• V_OUT = PFC コンバータの平均出力電圧
• ∆V_RMP = PWM 電圧ランプの 4V_pk-pk 振幅
• k_SYNC = 外部同期周波数によるランプ減衰係数： k_SYNC = (15000 / R_RT(kΩ)) / f_SYNC、ここで R_RT(kΩ) は式 8から得られます。外部同期を使用しない場合、k _SYNC = 1 になります。
• s = ラプラス複素変数

CAOx に R_ZC-C_ZC ネットワークを導入することで、インダクタ電流信号の低周波成分に対して高ゲインを得る一方、ゼロ周波数から f_PWM までの範囲では平坦なゲインを低く抑え、信号の高周波スイッチングリップル成分を減衰させます (つまり平均化します)。

CAOx 出力のスイッチング リップル電圧は、無視できるリップルと見なすため、ΔV_RMP 振幅の 1/10 未満に減衰させる必要があります。

したがって、f_PWM での CAOx ゲインは次の式で表されます：

式 24.

ここで

• ΔI_LB は、昇圧インダクタにおける最大ピーク ツー ピーク リップル電流です
• g_mc = CA の相互コンダクタンス、100µS

電流ループのクロスオーバー周波数は、開ループ ゲインを 1 に等しくして f_CXO を解くことで求められます：

式 26.

C_ZC は、f_ZC = f_CXO = 1 / (2π × R_ZC × C_ZC) と置き、C_ZC を解くことで決定されます。f_ZC = f_CXO のとき、f_CXO で位相マージンは 45° です。位相マージンを大きくしたい場合は、f_ZC を f_CXO より低く設定する (C_ZC を大きくする) とよいです。

追加の高周波極は、一般に f_PWM または f_PWM/2 に設けられ、f_PWM 以上のリップルやノイズをさらに減衰させます。これは、R_ZC‑C_ZC ネットワークに並列して、より小さい値のコンデンサ C_PC を追加することで行われます。

上記の手順は、固定値のインダクタに有効です。