JAJT501 September 2025 LM5180-Q1 , LMG3522R030-Q1 , SN6507-Q1 , UCC14341-Q1 , UCC25800-Q1
小型の絶縁型電源は、電気自動車のトラクション インバータからファクトリ制御モジュールまで、各種アプリケーションで絶縁バリアをまたぐ形で電力を供給します。この Power Tip では、さまざまな絶縁型バイアス電源トポロジと、それらの電磁干渉 (EMI) 性能について検討します。ご存じのとおり、絶縁トランス両端間に存在する寄生容量がコモン モード ノイズ伝搬の主な要因になっています。
トラクション インバータ内で、ゲート ドライバはハイパワー スイッチを作動させます。このスイッチは、通常、絶縁型ゲート バイポーラ トランジスタ (IGBT) またはシリコン カーバイド (SiC) MOSFET で、高電圧バッテリと電気機器の間でエネルギーを変換します (図 1 を参照)。ゲート ドライバは通常、絶縁型であり、ゲート ドライバ IC の一部は低電圧ドメイン (1 次側) に接続され、別の部分は高電圧ドメイン (2 次側) に接続されます。ゲート駆動制御信号は、1 次側のマイコンから出力され、2 次側に渡されて、パワー スイッチのオンとオフを切り替えます。
図 1 絶縁型ゲート ドライバを使用したトラクション インバータ。出典：テキサス・インスツルメンツ絶縁型ゲート ドライバの 2 次側は、パワー スイッチのオンとオフを切り替えるために、絶縁型電源を必要とします (図 2 を参照)。
図 2 絶縁型バイアス電源は、絶縁型ゲート ドライバの絶縁バリアをまたいで電力を供給します。出典：テキサス・インスツルメンツ絶縁型バイアス電源の電力定格は通常、かなり低く (10W 未満) 抑えられています。以下の式で、各電力要件を見積もります。
ここで、VDRV はゲート駆動電圧、Qg はスイッチのゲート電荷、FSW はスイッチのスイッチング周波数です (絶縁型バイアス電源のスイッチング周波数ではありません)。ゲート駆動電圧は、選択するスイッチによって異なりますが、通常は正電圧レールで +15V ～ +25V、負電圧レールで –8V ～ 0V の範囲です。
絶縁型バイアス電源の一般的なトポロジとしては、フライバック、プッシュプル、インダクタ インダクタ コンデンサ (LLC) があります。一部の統合型パワー モジュール (パッケージにトランスを含む) は、1 次側でフル ブリッジ構成を使用しています。テキサス・インスツルメンツ (TI) の LM5180-Q1 などのフライバック コンバータはよく知られており、良好な出力電圧レギュレーション性能を提供し、かなり効率的で、フォトカプラを使用しない (1 次側レギュレーションを使用) 設計が可能で、複数の絶縁型出力が可能です。短所は、周波数範囲が制限される傾向があり (350kHz 未満)、トランスのサイズが大きいことです。TI の SN6507-Q1 のようなプッシュプル コンバータや、TI の UCC25800-Q1 のような LLC コンバータはシンプルですが、閉ループ フィードバック機能はありません。その結果、出力電圧レギュレーション性能が低下し、前段レギュレータ、後段レギュレータ、またはその両方が必要になる可能性があります。統合型パワー モジュール (たとえば TI の UCC14341-Q1) は出力電圧をレギュレート可能で、シンプルで小型ですが、その欠点は出力電力が制限され (通常は 1.5W 未満)、他の選択肢と比べて低い効率になります。
皆さんが疑問に思うのは、さまざまなトポロジの EMI 性能です。特定のトポロジは、電磁両立性の結果に多かれ少なかれ影響を及ぼすのでしょうか？これらの質問に答えるために、最初に絶縁トランスを見てみましょう。トランスの巻線間にはいくつかの寄生容量が存在します。これらの寄生容量は、トラクション インバータ スイッチ ノード (VSW) が HV+ ノードと HV– ノードの間で切り替わると、充電または放電されます。コモン モード電流の短いパルスが、スイッチング遷移中に寄生容量を充電または放電します。コモン モード電流は、寄生容量とスイッチ ノードのスルー レート (dv/dt) に比例します。容量が大きい場合またはより高速なスイッチ ノードのスルー レートは、窒化ガリウム (GaN) や SiC のようなワイド バンドギャップ半導体を採用する場合と同様、より大きなコモン モード電流につながります。図 3 に、この寄生容量と、その充電と放電に使用されるコモン モード電流を示します。
図 3 コモン モード電流は、スイッチ ノード (VSW) の遷移時にトランスの寄生容量を充電します。出典：テキサス・インスツルメンツコンバータのトポロジは、トランスの設計と、その結果生じる寄生容量に影響を及ぼします。フライバック コンバータのトランス (または命名規則が必要な場合は結合型インダクタ) は、リーケージ インダクタンスの低減のために 1 次側と 2 次側の間で強力な結合が行われるように設計されています。リーケージ インダクタンスは、スナバ回路で望ましくない電圧スパイクと電力損失を引き起こします。リーケージ インダクタンスを小さくするように設計すると、巻線間容量が通常大きくなり、20pF 以上になる可能性があります。一方、共振タンク内でトランスのリーケージ インダクタンスを使用するように LLC コンバータを設計することが可能です。その結果、リーケージ インダクタンスを最小化するようにトランスを設計する必要が無くなり、寄生容量を約 2pF にすることができます。ご存じのとおり、これはコモン モード電流の低減に役立ちます。
表 1 に、4 つの絶縁型バイアス トポロジを使用して、トランスの寄生容量がコモン モード電流に及ぼす影響を実験的に検証する際のいくつかのパラメータを示します。すべてのコンバータは、15VIN、15VOUT、1.5W アプリケーション向けに設計されています。各トポロジのスイッチング周波数は標準値に基づいており、それに従ってトランスを設計しています。ご存じのとおり、フライバック コンバータ トランスはリーケージ インダクタンスが最小で寄生容量が最大です。LLC コンバータ トランスは、リーケージ インダクタンスが最大であり、寄生容量が最小です。
 |
広い範囲で一連のテスト (効率、ロード レギュレーション、入出力リップル、熱、伝導および放射 EMI) を実施して、これらの絶縁型バイアス電源トポロジを比較しました。システム内の複数の絶縁型グランド間で測定されるコモン モード電流に注目するために、同僚たちは 2 つのグランドの間に 1 本の配線を接続し、大電力スイッチ (この例では LMG3522R030-Q1 を使用した GaN ハーフ ブリッジ) が 400V でオンおよびオフしたときのコモン モード電流を測定しました。図 4 と 図 5 に、高電圧スイッチ ノード のスルー レートがそれぞれ 40V/ns と 100V/ns の結果を示します。
図 4 スイッチ ノードのスルー レート 40V/ns でのコモン モード電流の比較。チャネル 1 は高電圧スイッチ ノード (200V/div)、チャネル 2 はコモン モード電流 (500mA/div) です。出典：テキサス・インスツルメンツ
図 5 スイッチ ノードのスルーレート 100V/ns でのコモン モード電流の比較。チャネル 1 は高電圧スイッチ ノード (200V/div)、チャネル 2 はコモン モード電流 (500mA/div) です。出典：テキサス・インスツルメンツ測定結果から、フライバック トランスのコモン モード電流が最大であったことがわかります (40V/ns と 100V/ns のスルー レートで 935mA と 1,420mA)。このトランスは寄生容量が最大であったので、これは予想どおりの結果です。また、LLC コンバータは寄生容量が最小であったため、コモン モード電流の測定値は最小でした (40V/ns と 100V/ns のスルー レートでは 197mA と 570mA)。大きなコモン モード電流スパイクは、高電圧ドメインから低電圧ドメインにノイズを伝導し、グランド バウンスが発生するので、有害な問題となります。そして、パルス抜け、レギュレーション損失、予期しないシャットダウンなど、コンバータの動作不良につながる可能性があります。
コモン モード電流は、特に低減が困難な場合があります。コモン モード電流の問題に対処する最善の方法の 1 つは、コモン モード電流が発生しないようにすることです。ここで説明したアプリケーションは電気自動車のトラクション インバータですが、その原理はグリッド接続コンバータやサーバー電源などのアプリケーションにも適用できます。