JAJT308 技術記事

JAJT308 February 2024 UCC28C50

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2. 設計の詳細

John Betten

連続導通モード (CCM) フライバックコンバータは中電力の絶縁型アプリケーションにしばしば使用されます。CCM 動作は、ピークスイッチング電流が小さく、入力および出力容量が小さく、EMI が少なく、不連続導通モード (DCM) 動作よりも動作デューティサイクルの範囲が狭いことが特徴です。これらの利点と低コストから、‌CCM フライバックコンバータは商用および産業用アプリケーションに広く採用されてきました。この記事では、Power Tips：フライバックコンバータ設計上の検討事項で以前に説明した 53Vdc 入力、12V/5A 出力 CCM フライバックの電力段の設計式について説明します。

図 1 に、250kHz で動作する 60W フライバックの詳細回路図を示します。最小入力電圧 (51V)、最大負荷時に、デューティサイクルは最大値の 50% に選択されます。50% を超える動作も許容されますが、この設計では不要です。57V という比較的低い高ライン入力電圧のため、CCM 動作中のデューティサイクルの減少はわずか数 % です。ただし、負荷が大幅に減少し、コンバータが DCM 動作に移行すると、デューティサイクルは大幅に減少します。

図 1 60W CCM フライバックコンバータの回路図。

設計の詳細

コアの飽和を防止するため、巻線のオン / オフ時間のボルト秒積は釣り合っている必要があります。これは、次の式 1 と等価です。

式 1.

V i n m i n \times d m a x = (V o u t + V d) \times (1 - d m a x) \times N p s, w h e r e N P S = \frac{N p r i}{N s e c}

dmax を 0.5 に設定し、巻線比 Nps12 (Npri：N12V) および Nps14 (Npri：N14V) を計算します (式 2 と式 3 を参照)。

式 2.

N p s 12 = \frac{V i n m i n}{(V o u t + V d)} \times \frac{d m a x}{(1 - d m a x)} = \frac{51 V}{(12 V + 0.5 V)} \times \frac{0.5}{(1 - 0.5)} ~ 4 (4 : 1 s t e p - d o w n)

式 3.

N p s 14 = \frac{V i n m i n}{(V o u t + V d)} \times \frac{d m a x}{(1 - d m a x)} = \frac{51 V}{(14 V + 0.5 V)} \times \frac{0.5}{(1 - 0.5)} ~ 3.5 (3 : 5 : 1 s t e p - d o w n)

これでトランスの巻線比が設定されたため、動作デューティサイクルと FET 電圧が計算できます (式 4 と式 5)。

式 4.

d = \frac{N p s 12 \times (V o u t + V d)}{V i n + N p s 12 (V o u t + V d)} \times \frac{4 \times (12 V + 0.5 V)}{57 V + 4 \times (12 V + 0.5 V)} ~ 0.47 (d m i n a t V i n = 57 V)

式 5.

V d s m a x = V i n m a x + N p s 12 \times (V o u t + V d) = 57 V + 4 \times (12 V + 0.5 V) = 107 V

Vdsmax は、FET Q2 のドレインの「フラットトップ」電圧 (リンギングを除く) を表します。リンギングは通常、トランスの漏れインダクタンス、寄生容量 (T1、Q1、D1)、スイッチング速度に関係しています。200V の FET を選択する場合、FET 電圧をさらに 25～50% ディレーティングしてください。リンギングを最小化するため、トランスの巻線間の結合を最小化する必要があります。可能であれば漏れインダクタンスを 1% 以下とします。

Q2 がオンのとき、ダイオード D1 の逆電圧ストレスは式 6 で表されます。

式 6.

V D 1 p i v = V o u t + \frac{V i n m a x}{N p s 12} = 12 V + (\frac{57 V}{4}) ~ 26 V

漏れインダクタンス、ダイオード容量、逆方向回復特性に起因して 2 次側巻線が負方向に振れる場合、リンギングがよく発生します。式 7 を参照してください。

式 7.

I D 1 = \frac{I o u t m a x}{(1 - d m a x)} = \frac{5 A}{(1 - 0.5)} = 10 A

10A 時の順方向電圧降下を 0.33V に低減するため、30A/45V 定格の D²PAK パッケージを選択しました。消費電力は式 8 で表されます。

式 8.

P D 1 = I o u t m a x \times V d = 5 A \times 0.33 V ~ 1.7 W

適切な熱管理のためのヒートシンクまたはエアフローを推奨します。1 次側インダクタンスは、式 9 で計算できます。

式 9.

L m i n = \frac{{V i n m i n}^{2} \times {d m a x}^{2} \times n}{2 \times f s w \times P o u t m i n} = \frac{{51 V}^{2} \times {0.5}^{2} \times 0.91}{2 \times 250 K H z \times 15 W} ~ 80 u H

P_OUTMIN (通常、P_OUTMAX の 20～30%) になると、コンバータは DCM に入ります。

ピーク 1 次側電流は V_INMIN で発生し、次の式で表されます。

式 10.

{I p r i}_{p k} = \frac{I o u t m a x}{(1 - d m a x) \times N p s 12} + \frac{V i n m i n \times d m a x}{2 \times L p r i \times f s w} = \frac{5 A}{(1 - 0.5) \times 4} + \frac{51 V \times 0.5}{2 \times 80 u H \times 250 K H z} ~ 3.14 A

これは、コントローラの 1 次側過電流 (OC) 保護機能の作動を防止するため、電流検出抵抗 (R18) の最大値を求めるのに必要です。UCC3809 の場合、最大出力電力を保証するには、R18 の両端の電圧は 0.9V を超えることはできません。この例では、0.18Ω の値を選択します。電力損失が小さくなるため、抵抗を小さくしても問題ありません。ただし、抵抗が小さすぎると、ノイズ感度が高くなり、OC スレッショルドが高くなり、トランスの飽和や、さらに悪いことに、OC フォルト発生時にストレスに関連する回路故障が発生する危険があります。電流検出抵抗で消費される電力は式 11 で表されます。

式 11.

P R s = {[\frac{I o u t m a x \times \sqrt{d m a x}}{(1 - d m a x) \times N p s 12}]}^{2} \times R s = {[\frac{5 A \times \sqrt{0.5}}{(1 - 0.5) \times 4}]}^{2} \times 0.18 Ω ~ 0.56 W

FET の導通損失とターンオフスイッチング損失の計算値は式 12 と式 13 から推定されます。

式 12.

P c o n d = {[\frac{I o u t m a x \times \sqrt{d}}{(1 - d) \times N p s 12}]}^{2} \times R s = {[\frac{5 A \times \sqrt{0.4} 7}{(1 - 0.47) \times 4}]}^{2} \times 0.12 Ω ~ 0.3 W (V i n = 57 V)

式 13.

P s w = \frac{1}{4} \times t s w \times f s w \times V d s \times {I p r i}_{p k} = \frac{1}{4} \times 25 n S \times 250 K H z \times 160 V \times 3.03 A ~ 0.76 W

‌Coss は非常に非線形であり、Vds が高くなると減少するため、Coss に関連する損失の計算はやや漠然としています。この設計では、0.2W と推定しています。

コンデンサの要件は通常、最大 RMS 電流と、目的のリップル電圧を達成し、過渡現象に耐えるために必要な最小容量の計算とで構成されます。出力容量と I_OUTRMS は式 14 と式 15 のように計算されます。

式 14.

C o u t m i n = \frac{I o u t m a x \times d m a x}{f s w \times V r i p o u t} = \frac{5 A \times 0.5}{250 K H z \times 0.12 V} = 83 u F

式 15.

I o u t r m s = I o u t m a x \times \sqrt{\frac{d m a x}{1 - d m a x}} = 5 A \times \sqrt{\frac{0.5}{1 - 0.5}} = 5 A

この用途に適しているのは‌セラミックコンデンサのみですが、DC バイアス効果を考慮すると、83µF を実現するには 7 個が必要です。したがって、RMS 電流を扱うのに十分な容量値のみを選択し、その後、出力リップル電圧を低減し、負荷過渡も改善するためのインダクタ - コンデンサフィルタを選択しました。大きな負荷過渡が存在する場合、電圧ドループを低減するため、出力容量を追加する必要があることがあります。

入力容量は式 16 で表されます。

式 16.

C i n m i n = \frac{{I p r i}_{p k} \times d m a x}{2 \times f s w \times V i n r i p} = \frac{3.14 A \times 0.5}{2 \times 250 K H z \times 1.5 V} = 2 u F

ここでも、静電容量が減少する DC バイアス効果を考慮する必要があります。RMS 電流の概略値は式 17 で表されます。

式 17.

I i n r m s = \frac{I o u t m a x}{N p s} \times \sqrt{\frac{d m a x}{1 - d m a x}} = \frac{5 A}{4} \times \sqrt{\frac{0.5}{1 - 0.5}} = 1.25 A

図 2 にプロトタイプコンバータの効率を示し、図 3 にフライバック評価ボードを示します。

図 2 コンバータの効率と損失は、パッケージの選択と熱要件に影響します。

図 3 60W フライバック評価用ハードウェア (サイズ：100mm x 35mm)

適切な補償部品の値を選択する際に役立つ情報は、次のウェブページをご参照ください。ディスクリート絶縁型電源の補償

この設計例では、実用的な CCM フライバック設計の基本的な部品の値の計算方法を説明しています。ただし、最初に推定値を求めても、それらを微調整するために計算の繰り返しが必要になることはよくあります。それでも、良好に動作する最適化されたフライバックを実現するには、トランスの設計と制御ループの安定化などの領域で、より詳細な作業がしばしば必要とされます。

テキサス・インスツルメンツの Power House の Power Tips ブログシリーズをご覧ください。

関連項目：

過去に EDN.com で公開された記事です。