머리말

모든 PFC(역률 보정) 토폴로지 중에서 토템 폴 브리지리스 PFC는 최고의 효율성을 가지고 있어 서버와 데이터 센터에서 널리 사용됩니다. 그러나 CCM(연속 전도 모드) 토템 폴 브리지리스 PFC의 전류 제어 루프를 닫는 것은 기존 PFC처럼 간단하지 않습니다. CCM에서 작동하는 기존의 PFC는 그림 1에서 볼 수 있듯이 평균 전류 모드 컨트롤러 [1]을를 사용합니다. 여기서 V_REF는 전압 루프 레퍼런스, V_OUT은 감지된 PFC 출력 전압, Gv는 전압 루프, V_IN은 감지된 PFC 입력 전압, I_REF는 전류 루프 레퍼런스, I_IN은 감지된 PFC 인덕터 전류, G_I는 전류 루프, d는 PWM(펄스 폭 변조)의 듀티 비율입니다. 기존 PFC에는 브리지 정류기가 사용되므로 이 모든 값은 양수이며 전류 피드백 신호 I_IN은 정류된 입력 전류 신호입니다.

새로운 피드백 신호

토템 폴 브리지리스 PFC의 인덕터 전류는 양방향이므로 기존의 PFC에 사용되는 전류 감지 방법이 작동하지 않습니다. 대신 양방향 인덕터 전류를 감지하고 제어 루프에 피드백 신호를 제공하기 위해 홀 효과 센서와 같은 양방향 전류 센서가 필요합니다.

하지만 홀 효과 센서의 출력은 감지된 전류와 100% 일치하지 않습니다. 예를 들어, 감지된 전류가 사인파인 경우 홀 효과 센서의 출력은 그림 2에 나와 있는 것처럼 DC 오프셋이 있는 사인파입니다. 따라서 이를 그림 1에 나와 있는 전류 모드 컨트롤러의 피드백 신호로 사용할 수 없으며, 이 새로운 피드백 신호를 수용하도록 컨트롤러를 수정해야 합니다. 이 전원 팁에서는 이 새로운 피드백 신호를 사용하여 전류 제어 루프를 닫는 세 가지 방법을 설명합니다.

방법 1: 음극 루프 레퍼런스가 없는 컨트롤러

TI(텍사스 인스트루먼트) 의 UCD3138과 같은 일부 디지털 컨트롤러는 하드웨어 상태 시스템을 사용하여 제어 루프를 구현합니다. 따라서 상태 시스템으로의 모든 입력 신호는 0보다 크거나 같아야 합니다. 이러한 경우 다음 단계에 따라 전류 제어 루프를 닫으십시오.

1. 두 개의 ADC(아날로그-디지털 컨버터)를 통해 AC 라인과 AC 중립 전압을 별도로 감지합니다.
2. 펌웨어를 사용하여 방정식 1과 그림 3에 나와 있는 것처럼 감지된 V_AC 신호를 수정합니다.
   방정식 1. $$\begin{array}{l}\text{ if }\left(V_L>V_N\right)*V_{IN}=V_L-V_N\hfill \\ \text{ else }{V}_{IN}=V_N-V_L\hfill \end{array}$$
   그림 3 방정식 1에 표시된 펌웨어를 사용하여 감지된 입력 전압 V_AC 수정. 출처: 텍사스 인스트루먼트
3. 방정식 2와 그림 4에 나와 있는 것처럼 기존 PFC에서 I_REF를 계산할 때와 동일한 방법을 사용하여 시누소이드 레퍼런스 V_SINE을 계산합니다.
   방정식 2. $$V_{SINE}=\frac{G_V\times V_{IN}}{V_{IN\_RMS}^2}$$
   그림 4 기존 PFC에서 I_REF를 계산할 때와 동일한 방법을 사용하여 시누소이드 레퍼런스(V_SINE) 계산. 출처: 텍사스 인스트루먼트
4. 홀 효과 센서 출력을 직접 전류 피드백 신호 I_IN으로 사용합니다(방정식 3).
   방정식 3. $$I_{IN}=Hall-effectsensoroutput$$
5. 양극 AC 사이클 동안 V_SINE의 모양과 홀 효과 센서 출력의 모양을 비교하면 동일합니다. 유일한 차이점은 DC 오프셋입니다. 방정식 4를 사용하여 전류 루프 참조 I_REF를 계산합니다.
   방정식 4. $$I_{REF}=V_{SINE}+DCoffset$$
6. 제어 루프에는 표준 음극 피드백 제어가 있습니다. 방정식 5를 사용하여 제어 루프로 전달되는 오류를 계산합니다.
   방정식 5. $$Error=I_{REF}-I_{IN}$$
7. 음극 AC 사이클 동안 V_SINE의 모양과 홀 효과 센서 출력의 모양을 형태를 비교하면 DC 오프셋만 다른 것이 아니라 모양이 반대입니다. 방정식 6를 사용하여 전류 루프 참조 I_REF를 계산합니다.
   방정식 6. $$I_{REF}=DCoffset-V_{\text{SINE}}$$
8. 음극 AC 사이클 동안 인덕터 전류가 높을수록 홀 효과 센서 출력의 값이 낮아집니다. 제어 루프를 음극 피드백에서 양극 피드백으로 변경해야 합니다. 방정식 7을 사용하여 제어 루프로 전달되는 오류를 계산합니다.
   방정식 7. $$Error=I_{IN}-I_{REF}$$

방법 2: 순수 펌웨어 기반 컨트롤러

TI C2000 마이크로컨트롤러와 같은 순수 펌웨어 기반 디지털 컨트롤러의 경우 제어 루프가 펌웨어와 함께 구현되므로 내부 계산 매개 변수가 양수 또는 음수일 수 있습니다. 이러한 경우 다음 단계에 따라 전류 제어 루프를 닫으십시오.

1. 두 개의 ADC를 통해 AC 라인 및 AC 중립 전압을 감지합니다. 그런 다음 방정식 8과 그림 5에 나와 있는 것처럼 라인 전압을 사용하여 중립 전압을 빼서 V_IN을 구합니다.
   방정식 8. $$V_{IN}=V_L-V_N$$
   그림 5 라인 전압을 사용하여 중립 전압을 뺀 후 V_IN 계산. 출처: 텍사스 인스트루먼트
2. 방정식 9와 그림 6에 나와 있는 것처럼 기존 PFC와 동일한 방법을 사용하여 시누소이드 전류 루프 레퍼런스인 I_REF를 계산합니다.
   방정식 9. $$I_{REF}=\frac{G_V\times V_{IN}}{V_{IN\_RMS}^2}$$
   그림 6 기존 PFC와 동일한 방법을 사용하여 I_REF 계산. 출처: 텍사스 인스트루먼트
3. I_REF의 모양과 홀 효과 센서 출력의 모양을 비교하면 같으며, 유일한 차이점은 DC 오프셋입니다. 방정식 10을 사용하여 입력 전류 피드백 신호 I_IN을 계산합니다. 그림 7에 파형이 나와 있습니다.
   방정식 10. $$I_{IN}=Hallsensoroutput-DCoffset$$
   그림 7 I_IN을 계산하기 위한 홀 센서 출력 및 DC 오프셋의 파형. 출처: 텍사스 인스트루먼트
4. 양극 AC 사이클 동안 제어 루프에는 표준 음극 피드백 제어가 있습니다. 방정식 11을 사용하여 제어 루프로 전달되는 오류를 계산합니다.
   방정식 11. $$Error=I_{REF}-I_{IN}$$
5. 음극 AC 사이클 동안 인덕터 전류가 높을수록 홀 효과 센서 출력의 값이 낮아지기 때문에 제어 루프를 음극 피드백에서 양극 피드백으로 변경해야 합니다. 방정식 12를 사용하여 제어 루프로 전달되는 오류를 계산합니다.
   방정식 12. $$Error=I_{IN}-I_{REF}$$

방법 3: 듀티 비율 피드포워드 제어

THD(총 고조파 왜곡) 요구 사항이 더 엄격해지고 있습니다. 특히 서버 및 데이터 센터 애플리케이션에서 더욱 그렇습니다. THD를 줄이면 제어 루프 대역폭이 점점 더 높아집니다. 높은 대역폭은 위상 여유를 줄여 루프 불안정성을 초래합니다. 제한된 PFC 스위칭 주파수는 대역폭이 매우 높아지는 것도 방지합니다. 이 문제를 해결하기 위해 제어 루프에 미리 계산된 듀티 사이클을 추가하여 PWM을 생성할 수 있습니다. 이를 듀티 비율 피드포워드 제어(d_FF)[2], [3]이라고 합니다.

CCM 모드에서 작동하는 부스트 토폴로지의 경우, 방정식 13을 사용하면 d_FF가 다음과 같이 계산됩니다.

이 듀티 비율 패턴은 스위치 전체에 걸쳐 전압을 효과적으로 생성하며, 스위칭 주기에 대한 평균이 정류 입력 전압과 같습니다. 일반 전류 루프 보상기는 이 계산된 듀티 비율 패턴을 중심으로 듀티 비율을 변경합니다. 라인 주파수에서 부스트 인덕터의 임피던스가 매우 낮기 때문에, 듀티 비율이 조금만 변해도 인덕터 전반에서 충분한 전압을 생성하여 필요한 시누소이드 전류 파형을 생성하므로 전류 루프 보상기가 높은 대역폭을 가질 필요가 없습니다.

그림 8은(는) 결과 제어 체계를 보여줍니다. 계산된 d_FF를 기존의 평균 전류 모드 제어 출력 d_I에 더하면 최종 듀티 비율 d가 나옵니다. 이는 PFC를 제어하기 위한 PWM 파형을 생성하는 데 사용됩니다.

토템 폴 브리지리스 PFC에서 d_FF의 이점을 활용하려면 다음 단계에 따라 전류 루프를 닫습니다.

1. 방법 2의 1, 2, 3, 4, 5단계를 수행합니다.
2. 방정식 14에 나와 있는 것처럼 _dFF를 계산합니다. V_IN은 사인파이고 그 값은 음의 AC 사이클에서 음수이므로 계산에 절대값을 사용합니다.
   방정식 14. $$d_{FF}=\frac{V_{OUT}-\left|V_{IN}\right|}{V_{OUT}}$$
3. 방정식 15를 사용하여 d_FF를 G_I 출력, d_I에 더하고 최종 d를 구합니다.

하드웨어 상태 시스템 기반 컨트롤러에 d_FF 제어를 사용할 수도 있습니다. 자세한 내용은 레퍼런스 [2]를 참조하십시오.

전류 루프 닫기

토템폴 브리지리스 PFC의 전류 루프를 닫는 것은 기존 PFC만큼 간단하지 않으며 컨트롤러마다 다를 수도 있습니다. 이 전원 팁은 토템 폴 브리지리스 PFC의 제어 루프 구현과 관련된 혼란을 피하고 설계에 적합한 방법을 선택하는 데 도움이 됩니다.

관련 콘텐츠

• 전원 팁 #108: 브리지리스 토템폴 PFC의 전류 감지 고려 사항
• 인터리브 부스트와 토템 폴 PFC 토폴로지 비교
• 전원 팁 #116: PFC의 THD를 줄이는 방법
• 전원 팁 #132: 저비용 고정밀 전자계량기 솔루션

참고 자료

1. Dixon, Lloyd. "오프라인 전원 공급 장치를 위한 고역률 사전 레귤레이터". Texas Instruments Power Supply Design Seminar SEM600, literature No. SLUP087, 1988.
2. Sun, Bosheng. "디지털 제어 PFC의 듀티 비율 피드포워드 제어." 전원 시스템 설계, 2014년 12월 3일.
3. Van de Sype, David M., Koen De Gussemé, Alex P.M. Van den Bossche 및 Jan A. Melkebeek. "디지털 제어 부스트 PFC 컨버터용 듀티 비율 피드포워드." Published in IEEE Transactions on Industrial Electronics 52, no. 1 (February 2005): pp. 108-115.

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