簡介

在所有功率因數校正 (PFC) 拓撲中，圖騰柱免橋接 PFC 可提供最佳效率，因此廣泛用於伺服器與資料中心。然而，關閉連續傳導模式 (CCM) 圖騰柱免橋接 PFC 的電流控制迴路不如傳統 PFC 簡單。在 CCM 下運作的傳統 PFC 採用平均電流模式控制器 [1]，如圖 1所示，其中 V_REF 是電壓迴路參考， V_OUT 是感應到的 PFC 輸出電壓， GV 是電壓迴路， V_IN 是感應到的 PFC 輸入電壓， I_REF 是電流迴路參考， I _IN 是感應到的 PFC 電感器電流， G_I 是電流迴路，d 是脈衝寬度調變比 (PWM)。由於橋式整流器用於傳統 PFC，因此所有這些值都是正值，電流回饋訊號 I_IN 是整流輸入電流訊號。

新回饋訊號

由於圖騰柱免橋接 PFC 中的電感器電流為雙向，因此傳統 PFC 中使用的電流感測方法將無法發揮作用。相反的，您需要霍爾效應感測器等雙向電流感測器來感測雙向電感器電流，並為控制迴路提供回饋訊號。

不過，霍爾效應感測器的輸出與感測到的電流不會 100% 相符。例如，如果感應到的電流是正弦波，則霍爾效應感測器的輸出是帶 DC 偏移的正弦波，如所示圖 2。因此，您不能將其用作 圖 1 中所示電流模式控制器中的回饋訊號，您必須修改控制器以適應此新的回饋訊號。在本電源小技巧中，我將說明利用此新回饋訊號關閉電流控制迴路的三種方式。

方法 1：無負迴路參考的控制器

例如德州儀器 (TI) 的 UCD3138 等數位控制器，會使用硬體狀態機來實作控制迴路；因此，所有發送至狀態機的輸入訊號都必須大於或等於零。在這種情況下，請按照以下步驟關閉電流控制迴路：

1. 分別透過兩個類比轉數位轉換器 (ADC) 感測 AC 線路和 AC 中性電壓。
2. 使用固件糾正感應到的 V_AC 訊號，如方程式 1 和 圖 3 中所示。
   方程式 1. $$\begin{array}{l}\text{ if }\left(V_L>V_N\right)*V_{IN}=V_L-V_N\hfill \\ \text{ else }{V}_{IN}=V_N-V_L\hfill \end{array}$$
   圖 3 使用方程式 1 中顯示的固件來校正感應到的輸入電壓 V_AC。來源：德州儀器
3. 使用與計算傳統 PFC 中的 I_REF 相同的方法計算正弦參考 V_SINE，如方程式 2 和 圖 4 所示。
   方程式 2. $$V_{SINE}=\frac{G_V\times V_{IN}}{V_{IN\_RMS}^2}$$
   圖 4 使用與在傳統 PFC 中計算 I_REF 相同的方法計算正弦參考 (V_SINE)。來源：德州儀器
4. 直接使用霍爾效應感測器輸出作為電流回饋訊號 I_IN(方程式 3)。
   方程式 3. $$I_{IN}=Hall-effectsensoroutput$$
5. 在正 AC 週期中，若比較 V_SINE形狀與霍爾效應感測器輸出，則會呈現相同形狀。唯一的差異是 DC 偏移。使用方程式 4 計算電流迴路參考 I_REF。
   方程式 4. $$I_{REF}=V_{SINE}+DCoffset$$
6. 控制迴路具有標準負回饋控制。使用方程式 5 計算進入控制迴路的誤差：
   方程式 5. $$Error=I_{REF}-I_{IN}$$
7. 在負 AC 週期期間，若比較 V_SINE 形狀與霍爾效應感測器輸出，差異不僅在於 DC 偏移，其形狀也相反。使用方程式 6 計算電流迴路參考 I_REF。
   方程式 6. $$I_{REF}=DCoffset-V_{\text{SINE}}$$
8. 在負 AC 週期期間，電感器電流越高，霍爾效應感測器輸出的值就越低。控制迴路需要從負回饋變為正回饋。使用方程式 7 計算進入控制迴路的誤差。
   方程式 7. $$Error=I_{IN}-I_{REF}$$

方法 2：純韌體式控制器

對於韌體式數位控制器，如 TI C2000 微控制器，控制迴路是以韌體執行，意即內部計算參數可以是正值或負值。在這種情況下，請按照以下步驟關閉電流控制迴路：

1. 透過兩個 ADC 感測 AC 線路和 AC 中性電壓。然後使用線路電壓減去中性電壓以獲得 V_IN，如方程式 8 和 圖 5 所示。
   方程式 8. $$V_{IN}=V_L-V_N$$
   圖 5 使用線路電壓減去中性電壓後計算 V_IN。來源：德州儀器
2. 使用與傳統 PFC 相同的方法計算正弦電流迴路參考 I_REF，如方程式 9 和 圖 6 所示。
   方程式 9. $$I_{REF}=\frac{G_V\times V_{IN}}{V_{IN\_RMS}^2}$$
   圖 6 使用與傳統 PFC 相同的方法計算 I_REF。來源：德州儀器
3. 如果比較 I_REF 和霍爾效應感測器輸出的形狀，就會有相同的形狀；唯一的差異是 DC 偏移。使用等式 10 計算輸入電流回饋訊號，I_IN。圖 7 顯示其波形。
   方程式 10. $$I_{IN}=Hallsensoroutput-DCoffset$$
   圖 7 用於計算中 I_IN 的霍爾感測器輸出和 DC 偏移的波形。來源：德州儀器
4. 在正 AC 週期期間，控制迴路具有標準負回饋控制。使用方程式 11 計算進入控制迴路的誤差：
   方程式 11. $$Error=I_{REF}-I_{IN}$$
5. 在負 AC 週期期間，電感器電流越高，霍爾效應感測器輸出的值就越低；因此，控制迴路需要從負回饋變更為正回饋。使用方程式 12 計算進入控制迴路的誤差。
   方程式 12. $$Error=I_{IN}-I_{REF}$$

方法 3：負載比前饋控制

總諧波失真 (THD) 要求越來越嚴格，特別是在伺服器與資料中心應用中。若要減少 THD，就必須將控制迴路頻寬提高。高頻寬會減少相位裕度，進而導致迴路不穩定。有限的 PFC 切換頻率也可防止頻寬過高。要解決此問題，您可以向控制迴路添加預先計算的工作週期以生成 PWM ；這稱為負載比前饋控制 (d_FF) 2， 3。

對於在 CCM 模式下運作的增壓拓撲，方程式 13 所計算 d_FF為：

此負載比碼型可在開關中有效地產生電壓，其在切換週期內的平均值等於整流輸入電壓。常規電流迴路補償器會根據計算的負載比模式變更負載比碼型。由於升壓電感器在線路頻率下的阻抗非常低，因此負載比的微小變化會在電感器中產生足夠的電壓，以產生所需的正弦電流波形，因此電流迴路補償器不需要有高頻寬。

圖 8 描述產生的控制方案。將計算出的 d_FF 相加到傳統平均電流模式控制輸出 d_i，將產生最終負載比 d ，用於產生 PWM 波形來控制 PFC。

若要在圖騰柱免橋接 PFC 中發揮 d_FF 的優勢，請依照下列步驟關閉電流迴路：

1. 按照方法 2 中的步驟 1，2，3，4和 5 操作。
2. 計算 d_FF，如方程式 14 所示。由於 V_IN 是正弦波，其值在負 AC 週期中為負，因此請使用其絕對值進行計算。
   方程式 14. $$d_{FF}=\frac{V_{OUT}-\left|V_{IN}\right|}{V_{OUT}}$$
3. 使用方程式 15 將 d_FF 添加到 G_i 輸出，d_i，並獲得最終 d。

您也可以對基於硬體狀態機的控制器使用 d_FF 控制；有關詳細資訊，請參閱參考 [2]。

關閉電流迴路

關閉圖騰柱免橋接 PFC 的電流迴路不如傳統 PFC 簡單，控制器也可能有所不同。此用電訣竅可幫助您消除圖騰柱免橋接 PFC 中控制迴路實作的混淆，並為您的設計選擇適當方法。

相關內容

• 用電訣竅 #108：免橋接圖騰柱 PFC 中的電流感測應注意事項
• 交錯式升壓與圖騰柱 PFC 拓撲的比較
• 用電訣竅 #116：如何降低 PFC 的 THD
• 用電訣竅 #132：低成本且高準確的電表解決方案

參考資料

1. Dixon, Lloyd.「離線電源供應器的高功率因數前置穩壓器。」德州儀器電源供應設計研討會 SEM600，文獻編號 SLUP087，1988 年。
2. Sun, Bosheng。「數位控制 PFC 的負載比前饋控制。」Power Systems Design，2014 年 12 月 3 日。
3. Van de Sype，David M，Koen de Gussem é，Alex M van den Bossche 和 Jan A. Melkebeek。“Duty-Ratio Feedforward for Digitally Controlled Boost PFC Converters.”《IEEE Transactions on Industrial Electronics》第 52 冊，編號 1 (2005 年 2 月)：第 108-115 頁。

先前發佈於 EDN.com。