NEST167 July 2025 TPS7H6003-SP
全橋式轉換器
全橋式轉換器為隔離電源轉換提供了高效的解決方案（圖 1）。在此拓撲結構中，控制方法的選擇將影響轉換器的整體效能。大多數工程師只考慮硬性切換全橋（HSFB）或相移全橋（PSFB）。在此用電訣竅中，我將示範對脈衝寬度調變（PWM）控制全橋進行一項簡單修改，此修改可透過實現零電壓切換（ZVS）來提升效率，並消除變壓器繞組上的共振振鈴。
圖 1 同步 HSFB 轉換器的功率級範例。來源：德州儀器HSFB
HSFB 轉換器使用兩個相位相差 180 度的輸出訊號（OUTA 和 OUTB）來控制一次側橋式電路上的對角 FET，如圖 1所示。控制器允許一次側 FET 有三種狀態：OUTA 高和 OUTB 低、OUTB 高和 OUTA 低、OUTA 和 OUTB 都低。為維持穩壓，控制器會調變各狀態所花費時間的比率。
圖 2從下到上顯示 OUTA 和 OUTB 訊號、主要橋接器各側的切換節點電壓，以及主要繞組電流。當 OUTA 和 OUTB 皆為低時，切換節點會在失效時間內回到一半輸入電壓。
圖 2 驅動一次側對角 FET 的傳統配置（1µs/div）。來源：德州儀器當失效時間內沒有一次側 FET 導通時，二次側電流將持續透過同步整流器進行續流。此時，儲存在一次側的洩漏能量會與一次側 FET 的輸出電容產生共振，當 OUTA 或 OUTB 其中之一轉為低電位時，將產生巨大的洩漏突波。此共振會影響一次側的所有四個 FET。圖 3顯示洩漏突波可能到達的幅度。實務上，較大的洩漏突波可能需要使用較高電壓的元件。
圖 3 傳統配置下的一次側切換節點（400ns/div）。來源：德州儀器互補邏輯的替代方法
另一種方法是使用互補邏輯，分別控制橋式電路兩側的一次側 FET。在此方法中， PWM 高會開啟高側 FET，而 PWM 低則會開啟低側 FET。圖 4說明使用此方法的圖表。
圖 4 同步 ZVS 全橋式轉換器功率級範例。來源：德州儀器圖 5顯示此方法的 PWM、切換節點電壓與一次側電流。由於一次側各有互補訊號，兩個低側 FET 現在都會在失效時間開啟。在傳統方法中屬於死區時間的期間，此設計可讓一次側電流持續透過兩個低側 FET 進行續流。
圖 5 驅動一次側 FET（1µs/div）的互補 PWM。來源：德州儀器一次側的續流電流具有多項優點。首先，一次側 FET 可實現 ZVS。圖 6顯示 ZVS 事件期間全橋一側的主要切換節點和 PWM 邏輯。在產生表示 ZVS 的閘極驅動訊號之前，汲極至源極電壓降至零。
圖 6 互補 PWM 配置下的一次側切換節點（400ns/div）。來源：德州儀器另一個優點是可減少整個轉換器的雜訊。當主要切換節點波形由圖 3轉換為圖 6時，大幅洩漏突波與共振振鈴將被消除。二次整流器在變更一次側以取得 ZVS 後，雜訊也有所降低。
圖 7比較兩種設計選項的二次整流器汲極至源極電壓。HSFB 變化明顯含有更多振鈴，需要使用緩衝器來減輕壓力，但代價是整體系統效率下降。在一次側改成 ZVS 會減少二次側 FET 上的振鈴。此情況下雖仍存在洩漏突波，但使用二極體箝位電路會比採用緩衝器更為合適。
圖 7 傳統配置（400ns/div）（左）；使用互補 1.00µs 訊號（PWM/div）（右）。來源：德州儀器修改的 HSFB 參考設計
僅引入 ZVS，便可在各種負載條件下提升效率。圖 8比較了修改後的 HSFB 參考設計「適用於 100kRad 應用的 100W、5V 輸出硬切換全橋式轉換器參考設計」，該設計在一次側採用 ZVS 邏輯，並與原始的 HSFB 資料進行比較。一次側 FET 的邏輯是唯一的變更；若進一步最佳化一次側 FET 驅動器並改善二次側保護電路，將可進一步提升此方法的效益。
圖 8 傳統配置（TI HSFB 參考設計修訂版 B）與 PWM 配置（修改板）的總功率損耗與輸出功率比較。來源：德州儀器互補邏輯的共模限制
在全橋式轉換器上使用互補邏輯，可讓主要 FET 達到 ZVS。此方法對系統效率有許多優點，而且易於實作。
在測試案例中，標準同步全橋式轉換器只需要調整邏輯即可產生互補訊號。您可利用邏輯 NOR 閘進行此調整；或者， HSFB 參考設計中使用的德州儀器 TPS7H6003-SP 閘極驅動器等部分驅動器具備 PWM 模式，其中在訊號偏高時，單一輸入訊號會驅動高壓側 FET ，而在訊號偏低時則會驅動低壓側 FET。如您所見，控制邏輯的這種微妙改變可在系統效能上帶來巨大效益。