NEST170 Technical article

簡介

在車輛電氣系統中，高電壓至低電壓 DC/DC 轉換器是可反轉的電子裝置，可將車輛的高電壓（400V 或 800V）電池的 DC 轉換為較低的 DC 電壓 (12V)。這些轉換器可為單向或雙向。一般的功率位準為 1kW 至 3kW，其中系統需要額定值為 650V 至 1,200V 的元件供轉換器高壓電源網路（一次側）使用，且在 12V 電源網路（二次側）上的元件額定值為 60V。

由於需要更高的功率密度和更小的動力系統，電源元件的切換頻率提高到數百千赫，以幫助縮小磁性元件的尺寸。將高電壓至低電壓 DC/DC 轉換器小型化會暴露許多在低切換頻率下不那麼重要的問題，例如金屬氧化半導體場效電晶體 (MOSFET) 的電磁相容性 (EMC)、散熱和主動箝位。在本用電訣竅中，我會探討同步整流器 MOSFET 在高切換頻率下的箝位電路設計。

傳統主動箝位

圖 1 所示的相移全橋 (PSFB) 是高電壓至低電壓 DC/DC 應用中常見的拓撲結構，因為它可實現開關的軟切換，以提升轉換器的效率。但是，您仍可看到同步整流器承受高電壓應力，因為其寄生電容會與變壓器的洩漏電感產生共振。整流器的電壓應力可高達方程式 1：

方程式 1.

V_{d s_\max} = 2 V_{I N} x (N_{s} / N_{p})

其中 Np 和 Ns 分別是變壓器的一次和二次繞組。

考慮到高電壓至低電壓 DC/DC 轉換器的功率位準和電阻器電容器二極體減震器 [1] 之功率損耗，設計師常會將主動箝位電路用於同步整流器 MOSFET。圖 1 顯示典型電路。

圖 1 PSFB 同步整流器 MOSFET 的傳統主動箝位電路。來源：德州儀器

在此電路圖中，您會看到 P 通道金屬氧化半導體 (PMOS) Q9 和減震器電容器，這兩個電容器為主動箝位電路的主要部分。減震器電容器的一個終端連接輸出扼流器，PMOS 源極接地。在 PSFB 的傳統主動箝位電路中，同步整流器 MOSFET Q5 和 Q7 具有相同的；Q6 和 Q8 也是如此。每次同步整流器 MOSFET 關機後，PMOS 都會在適當延遲時間內開啟。

圖 2 說明 PSFB 和主動箝位的控制方案。您很容易發現 PMOS 的切換頻率將為 f_SW 的兩倍。

圖 2 主動箝位 PMOS Q9 的控制方案，其中 PMOS 的切換頻率為 f_SW 的兩倍。來源：德州儀器

評估主動箝位損耗

您可使用方程式 2、方程式 3、方程式 4、方程式 5 和方程式 6 來評估主動箝位 PMOS 的損耗。除了 P_{on_state} 外，所有其他損耗都與 f_sw 成正比。當 PMOS 的切換頻率加倍時，損耗會加倍，因此您需要解決 PMOS 散熱問題。而當將 f_SW 推高以滿足小型化需求時，實際的散熱問題就更嚴重。

方程式 2.

P_{on_state} = I_{r m s^{2}} \times R_{d s o n}

方程式 3.

P_{turn_on} = 0.5 \times V_{d s} \times I_{o n} \times t_{o n} \times f_{s w}

方程式 4.

P_{turn_off} = 0.5 \times V_{d s} \times I_{o f f} \times t_{o f f} \times f_{s w}

方程式 5.

P_{drive} = V_{d r v} \times Q_{g} \times f_{s w}

方程式 6.

P_{diode} = I_{snubber} \times V_{s d} \times t_{d} \times f_{s w}

建議的主動箝位

那我們應該怎麼辦？選擇品質因數較佳 (FOM) 的 PMOS，或是選擇傳導係數較高的導熱油脂？兩者都沒問題，但請記住主動箝位所造成的散熱問題仍集中在一個零件上，這會導致問題難以解決。我們能將散熱問題分成幾個部分嗎？可行的方式是使用兩個主動箝位電路，並將減震器電容器的終端連接至二次側的切換節點，如圖 3 所示。您只能在 Q5 和 Q7 關閉後開啟 Q11，並在 Q6 和 Q8 關閉後開啟 Q10。圖 4 說明 PSFB 的控制方案和建議的主動箝位。

圖 3 PSFB 同步整流器 MOSFET 的建議主動箝位電路。來源：德州儀器

圖 4 PSFB 控制方案和建議的主動箝位。來源：德州儀器

當 Q5 和 Q7 關閉時，Q6 和 Q8 仍會開啟。因此，您可以依據圖 3 中綠色箭頭所示的位置，找到 Q5 和 Q7 的箝位迴路。Q10 和 Q11 的切換頻率均為 f_sw，而不是 f_sw 的兩倍。

因此，根據方程式 2、方程式 3、方程式 4、方程式 5 和方程式 6，各 PMOS 的 P_{on_state} 將是原始的四分之一，P_{turn_on}、P_{turn_off}、P_drive、P_diode 將是原始的一半。顯然，建議的方法會將箝位電路的損耗分為兩個部分甚至更少，因此較容易處理散熱問題。

我們回到箝位迴路。Q5 的迴路大於 Q7；這類似於 Q6 和 Q8。您需要注意同步整流器的配置，才能獲得 Q5 和 Q6 的最小箝位迴路。

建議的主動箝位性能

圖 5 和圖 6 展示了德州儀器《採用 GaN HEMT 的高電壓至低電壓 DC/DC 轉換器參考設計》中的相關測試，其中使用建議的主動箝位電路，該電路以 200kHz 切換頻率運作。圖 5 顯示整流器的電壓應力。

圖 5 整流器的電壓應力，其中 CH1 是整流器的 V_gs，CH2 是整流器的 V_ds，CH3 是一次側變壓器繞組的電壓，CH4 是一次側變壓器繞組的電流。來源：德州儀器

CH1 是整流器的 V_gs，CH2 是整流器的 V_ds，CH3 是一次側變壓器繞組的電壓，CH4 是一次側變壓器繞組的電流。整流器的最大電壓應力在 400V_IN、13.5V_OUT、250A I_OUT 時低於 45V。在 400V_IN、13.5V_OUT、180A I_OUT [2] 下，主動箝位電路的最高溫度為 46.6°C，如圖 6 所示。因此，建議的控制方案可為箝位 MOSFET 實現相當好的散熱性能。

圖 6 主動鉗位電路的散熱性能，在 400V_IN、13.5V_OUT、180A I_OUT 下，主動鉗位電路的最大溫度為 46.6°C。來源：德州儀器

500-kHz 主動鉗位電路，無散熱問題

當將開關頻率從 200kHz 提升至 500kHz 時，變壓器的體積將縮小約 45% [2]，這將有助於提高高電壓至低電壓 DC/DC 轉換器的功率密度。採用建議的方法後，BOM 成本會稍微增加，但設計師可以在 500kHz 切換頻率下運作主動箝位，而不產生散熱問題，進而提升性能。考慮到 PMOS 的脈衝汲極電流遠小於 NMOS，設計師也可視需要在主動箝位中使用 NMOS 與隔離驅動器及偏壓電源供應器。

參考資料

Betten, John. 2016.「用電訣竅：用七個步驟計算 R-C 減震器」TI E2E™ 設計支援論壇技術文章，2016 年 5 月。
「具有 GaN HEMT 的高電壓至低電壓 DC-DC 轉換器參考設計。」2024.德州儀器參考設計測試報告編號 PMP41078，文獻編號 TIDT403A。存取於 2024 年 12 月 16 日。

先前已發表於 EDN.com。

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