NEST173 Technical article

NEST173 August 2025 UCC24624

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高頻共振轉換器的設計考量包括元件選擇、採用寄生參數設計、同步整流器設計和電壓增益設計。本篇電源技術指南將重點放在影響切換元件選擇的主要參數，以及變壓器繞組內電容在高頻共振轉換器中的影響。

寬能隙 (WBG) 裝置在過去十年進入商業化，使電源轉換器能以更高的頻率運作，達到更高的功率密度。高性能電源供應器才剛開始採用 WBG 裝置 – 尤其是碳化矽和氮化鎵場效電晶體 (FET) – 因為其輸出電容 (C_oss)、閘極電荷 (Q_g)、導通電阻 (R_DS(on)) 和反向復原電荷 (Q_rr) 在相同電壓崩潰位準下都比矽或矽超接面場效電晶體 (FET) 更低（或不存在）。較低的 Q_g 可減少所需的驅動功率 – P_drive = V_drive Q_g F_sw – 較低的 R_DS(on) 可減少傳導損耗，其中 V_drive 為驅動電壓，F_sw 為 FET 切換頻率。除了 Q_g 和 R_DS(on) 以外，在選擇高頻轉換器元件時也必須考量 C_oss 和 Q_rr。

在如圖 1 中所示的電感器-電感器-電容器-串聯共振轉換器 (LLC-SRC) 等共振轉換器中，共振電路中的電流會對 FET 的 C_oss 充電 / 放電（圖 2 中的狀態 1），以實現零電壓切換 (ZVS)。ZVS 表示 FET 汲極至源極電壓 (V_DS) 在閘極電壓升高前達到零。因此，在相同共振電路電流位準下，較低的 C_oss 可縮短失效時間，以達到 ZVS。失效時間較短，表示一次側共振電路與 FET 上的工作週期較大，均方根 (RMS) 電流較低，也等於效率較高，轉換器能以較高的切換頻率運作。

圖 1 LLC-SRC

為了達到 ZVS，FET 的本體二極體始終會在一段時間內傳導電流（圖 2 中的狀態 2）。如果 FET 有 Q_rr，且在本體二極體仍傳導電流時再次開啟，FET 本身將產生反向電流以放電 Q_rr，並造成硬切換和高電壓應力，可能使 FET 損壞。

圖 2 LLC-SRC 的切換轉換

圖 3 說明 LLC-SRC 啟動過程中的這種硬切換現象，如中圖 1 所示。當 FET Q₂ 首次傳導電流時，會建立電感器電流 I_PRI。電流 I_PRI 接著會透過 FET Q₁ 通道和本體二極體進行傳導。在不允許電流反向流動的情況下，FET Q₂ 會再次開啟。由於 Q_rr 存在，FET Q₁ 自生成反向電流以放電 Q_rr，進而導致高電壓應力。

圖 3 Q_rr 導引起的硬切換

在高頻共振轉換器中，共振電路阻抗通常遠低於低頻共振轉換器中的阻抗。因此，高頻共振轉換器中的啟動突波電流預期會更高。以圖 1 中的 LLC-SRC 為例，當輸出電壓為零（啟動時的初始條件）時，Q₂ 首次傳導時限制啟動電流的唯一阻抗是 L_r – LLC-SRC 中的串聯共振電感器。為了改善效率，在設計高效率且高頻的共振轉換器時，特別是匯流排轉換器，通常會將 L_r 降到最低。較小的 L_r 值會使相同啟動頻率下的啟動電流變高，因此更容易受到 Q_rr 相關硬切換的影響。因此，必須在高頻共振轉換器中使用低 Q_rr FET。

運用前面提到的 WBG 裝置優勢，便可在百萬赫範圍內操作隔離式共振轉換器，其速度比傳統隔離式電源供應器快 5 到 10 倍。在這個「較高的頻域」中，許多從前在轉換器設計過程中被視為「可忽略」的參數不再能忽略，例如變壓器繞組內電容器。

在傳統共振轉換器設計過程中，設計人員必須確保共振電路中儲存的能源高於 FET C_oss 儲存的能源，如此 C_oss 才能消耗共振電路中儲存的能源，以達到 ZVS。以圖 1 中所示的 LLC-SRC 為例，方程式 1 可確保此不平衡性的有效性：

方程式 1.

L_{m} I_{L_{m}}^{2} \geq 2 C_{o s s} V_{i n}^{2}

其中 I_Lm 是磁化電感器 L_m 的峰值電流，V_in 則是 LLC-SRC 的輸入電壓。可對 L_m 套用電感器的歐姆定律，將方程式 1 重寫為方程式 2：

方程式 2.

L_{m} \leq \frac{n^{2} V_{o u t}^{2}}{32 C_{o s s} V_{i n}^{2} F_{s w}^{2}}

其中 n = N_p :N_s1（假設 N_s1 = N_s2）是變壓器匝比，V_out 是輸出電壓。

當共振轉換器的設計需要涵蓋廣泛的運作範圍和保持時間時，L_m 通常要遠低於方程式 2 右側的值，才能使 L_n = L_m /L_r 保持在低位（在閉合迴路 LLC-SRC 設計中套用 4 至 10 的 L_n 值）。當匯流排轉換器等共振轉換器設計需要高轉換器效率時，將 L_m 最大化會降低主要 RMS 電流，進而降低傳導損耗。在此情況下，L_m 值將關閉方程式 2 右側的值。然而，方程式 2 僅代表使用理想變壓器時的理想條件。在實際的變壓器中，仍有許多參數可能影響 C_oss 的充電及放電能力。其中最重要的參數就是繞組內電容。

圖 4 顯示 LLC-SRC 切換瞬態期間的簡化電路模型，其中 L_m (I_Lm) 上的電流會放電 C_eq（與共振電容器 C_r 串聯的兩個 FET 的 C_oss），假設 C_r 為電壓來源。如果沒有變壓器繞組內電容 (C_TX)，所有 I_Lm 都會轉至 C_eq，使方程式 2 有效。但隨著 C_TX 的出現，部分 I_Lm 必須轉為 C_TX 以改變變壓器繞組極性，如此將降低 C_oss 放電能力並造成失去 ZVS 的可能性。因此，必須讓主要繞組層與各層分開，同時讓次要繞組各層保持距離，以使 C_TX 保持在低位。

圖 4 變壓器繞組內電容器的影響

根據經驗法則，判斷 L_m 值時應只使用方程式 2 計算出的最大 L_m 值的一半，因為在實際打造變壓器前通常很難預測 C_TX 值。在 400-V 輸入的轉換器中，C_TX 通常落在 22pF 至 100pF 的範圍內。在變壓器結構固定後，在電路模擬中建立 C_TX 模型也十分實用，如此能確保夠低的 L_m 並保有裕度。

在本系列的下一期中，我將著重在高頻共振轉換器設計中的同步整流器設計挑戰。

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先前已發表於 EDN.com。