ブートストラップ コンデンサ (C2、図 7-1) は、左側ハーフ ブリッジのローサイド FET の PWM オン時間中に充電されます。PWM オフ時間中は、C2 はスイッチ ピンの電圧とともに立ち上がり、AMC0100R 電源として機能します。R4 は充電フェーズ中の電流制限抵抗として機能します。D1 は、放電フェーズ中に逆電流がブートストラップ電源に逆流することを防止します。

PWM オン時間中に C2 に充電される電圧は、ブートストラップ電源および電流制限抵抗 R2 の値に依存します。さらに、この電圧は PWM デューティ サイクルおよびダイオード D1 の順方向電圧 (V_F、D1) に依存します。

PWM オフ時間中に C2 から放電される電圧は、D1 の逆回復時間に依存します。また、この電圧は PWM デューティ サイクルおよび AMC0100R の消費電流 (I_VDD1) に依存します。スイッチング損失を最小限に抑えるには、順方向電流能力の高い高速スイッチング ダイオードを選択します。

最大 PWM オフ時間の間に最大 IDD1 電流をサポートできるように、C2 のサイズを設定してください。この時間中は、C2 が VDD1 の最小推奨電圧である 3V を下回るまで放電しないようにしてください。容量値が小さいほど充電を高速化できるため、より低い PWM デューティ サイクルがサポートされます。ただし、値が小さいと、生成される電圧リップルが大きくなり、最大 PWM オフ時間が制限されます。この例では、リップル電圧 (V_RIPPLE) が 200mV 未満となることを目標としています。最大 PWM オフ時間は 95% × (1 / f_PWM) = 0.95 × 62.5μs であり、これは約 60μs です。IDD1_MAX は 6.7mA に規定されています。最小容量値は C_{2, MIN} = IDD1_MAX × t_{PWM-OFF, MAX} / V_RIPPLE = 6.7mA × 60μs / 200mV = 2.0μF として計算されます。部品の許容差を考慮して、設計にマージンを追加できるように 4.7μF のコンデンサを選択しています。

ブートストラップ回路が、5% × (1 / f_PWM) = 0.05 × 62.5μs、または約 3.1μs の最小 PWM オン時間内に C2 の再充電をサポートしていることを確認します。この間の平均充電電流は、C2 × V_RIPPLE / t_{PWM-ON, MIN} = 4.7μF × 200mV / 3.1μs であり、約 300mA です。この電流は、ダイオード D1 がサポートする必要のある最小順方向電流です。ダイオード D1 および電流制限抵抗 R4 の両端に許容される最大電圧降下は、コンデンサ電圧の最小値と V_BS の値によって決定されます。コンデンサの最小電圧は 3V で、VDD1_MIN に相当します。V_BS はブートストラップ電源電圧であり、6V です。1V のダイオード順方向電圧を使用することが前提です。R4 が(V_BS – V_{F, D1} – V_{C2, MIN} ) / I_CHARGE = (6V – 1V – 3V) / 300mA = 6Ω 未満であることを確認します。2Ω の抵抗を選択すると、設計にマージンが得られます。