JADT012 April   2026 DAC8771 , DAC8775 , LMR51606 , LMR54406 , TLV9301 , XTR200

 

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  3. 1 適切な DC/DC を選択する
  4. 2 DC/DC 出力の制御
  5. 3 ソース電流を使用した回路例
  6. 4 電圧帰還を使用した回路の例
  7. 5 測定と性能
  8. 6 精度とノイズ
  9. 7 セトリング タイムと動的性能
  10. 8 まとめ
  11. 9 その他の資料
  12. 10著者について

3 ソース電流を使用した回路例

図 4に、オペアンプ、PMOS トランジスタ M1、抵抗を使用したハイサイド電流源の構造を示します。式 8 では、生成される電流は次のように計算されます。

式 7. I t a = ( V S - V O U T ) / R c

オペアンプの入出力と電源電圧範囲、および M1 のゲート・ソース間電圧 (VGS) を考慮する必要があります。オペアンプを取り除いて回路をさらに簡素化すると、式 8で生成される電流が次のように計算されます。

式 8. I t a = ( V S - V O U T + V t h ) / R c

これにより、電力、コスト、面積を削減できる一方で、スレッショルド電圧 (Vth) の変動に起因する電流精度の低下が生じます。

電流ソース帰還回路。図 4 電流ソース帰還回路。

TI XTR200 は、VS を 8V ～ 60V、VH を 3V に設定した 4 ～ 20mA 電流トランスミッタです。負荷が最大 800Ω の場合、20mA の電流で、VOUT は 16V まで上昇します。この VS は出力に追従する必要があります。VOUT = 0V、VS = 8V の場合、および VOUT = 16V、VS = 19V の場合。式 8と式 5を使用して、抵抗 Rt、Rb、Rc を計算します。低 VOUT 時のヘッドルームを拡大することなく、VH > 3V を維持することはできません。

Rt = 80kΩ、Rb = 3kΩ、Rc = 60kΩ の値により、図 5に示す出力電源の曲線が生成されます。このシンプルな設計では設計変数として Rc のみを使用するため、ヘッドルームは出力に依存します。より複雑な回路であれば、この制限を克服できます。ただし、この単純な回路を使用した場合でも、非適応型の場合に比べて、最大消費電力は半分以下に低下します。OPA2990 などの ローパワー レール ツー レール オペアンプは、図 6に示すように、U2 の代わりに使用できます。

VS – VOUT、VH – VOUT の関係。図 5 VS – VOUT、VH – VOUT の関係。
アダプティブ電源付き XTR200 を使用した出力段。図 6 アダプティブ電源付き XTR200 を使用した出力段。
注: シミュレーション：スイッチング レギュレータのシミュレーションはかなり時間がかかります。DC/DC を、類似の VREF と類似の入出力範囲を持つ低ドロップアウト レギュレータ (LDO) に置き換えると、DC のシミュレーションが高速化し、伝達関数グラフを簡単に作成できます。LDO が異なる VREF を持つ場合、帰還ノードと LDO の実際の帰還ノードの間に電圧制御電圧源 (VCVS) を挿入します。たとえば、VREF = 1.2V の場合、VREF = 0.8V である TI の LMR54406 降圧コンバータを設計する場合、ゲイン 1.5 の VCVS を追加することで、0.8V を 1.2V に変換できます。