3 求解 R

要進行 RCL 反應匹配，首先要確定前端的 R 值。您可將終端分佈於平衡不平衡轉換器的一次側和二次側間，但在此範例中，我們只會對平衡不平衡轉換器的二次側進行端接，以盡量減少所需元件數量。根據應用場景與訊號鏈配置，有時將終端分裂給平衡不平衡轉換器的一次側和二次側可能會更為合理。

如下所示，計算過程展現了如何求解 R 值，該值可完成平衡不平衡轉換器二次側所需的差動終端。設定二次差動終端的良好起點是使用理想案例 100Ω，因為此平衡不平衡轉換器具有 1:2 的阻抗比。平衡不平衡轉換器確實存在會隨頻率改變的損耗和寄生效應。因此，若要開始計算並取得更合適的 R 值終端，請使用平衡不平衡轉換器在指定中心頻率（此範例中為 940MHz）下的 RL 數值，來計算平衡不平衡轉換器需要正確匹配的特性阻抗 (Zo)，如此方能將最佳化的訊號功率傳至負載端。

此範例說明如何計算所選平衡不平衡轉換器的二次終端阻抗。TCM2-33WX+ 產品規格表在 940MHz 時指定為 –16.3dB。使用此值，可解出從平衡不平衡轉換器二次側反射的特性阻抗（方程式 1）：

因此可得，Zo = 36.72Ω（一次側阻抗）。

在理想的 1:2 阻抗平衡不平衡轉換器中，二次側的 100Ω 應等於一次側的 50Ω；請參閱圖 3。然而，如計算所示，實際情況並非如此。若要判斷反射回一次側的實際阻抗，請使用上一步中求得的 Zo 值，並透過反向計算得出二次側的正確終端阻抗（方程式 2）：

可得，，其中解得 X = 136.1Ω。

由於平衡不平衡轉換器在此頻率下會有一些未計入的損耗，因此 136Ω 的二次終端有助於補償這些損耗，並在二次終端提供更佳的初始終端值，從而在此特定中心頻率上將正確阻抗反射回平衡不平衡轉換器的一次側。適當的阻抗匹配將使一次側更接近 50Ω 匹配，從而實現訊號源傳輸的最大訊號功率。

136Ω 的二次終端是一種彙總式端終端。由於 ADC 本身內部已具有 100Ω 的差動終端電阻，因此請在二次側兩側各串聯一個 33Ω 電阻器。再次查看圖 2。您現在已求得所需的 R 值。

940MHz 頻率下 –16dB 的 RL 可能允許您採用更小的電阻值，甚至完全省去電阻。不過，我依然建議在設計中保留電阻器，因為 ADC 的內部差動阻抗會因製程變異產生 ±10% 的容差範圍；平衡不平衡轉換器的 RL 也同樣存在容差。添加少量的額外電阻，有助於讓整體阻抗更為準確，您在仔細檢視 940MHz 下 ADC 的 S 參數值時便也會注意到這一點。