設計は適切なバルク コンデンサの選定から始まります。

一次側バルク コンデンサは、電力レベルに基づいて選定されます。希望する最小バルク電圧レベルに基づいて、バルク コンデンサの容量は式 8のように計算できます。

式 8.

式 8 において、P_IN は最大出力電力をターゲット効率で割った値で、V_IN(min) は最小 AC 入力電圧 RMS 値です。V_BULK(min) はターゲット最小バルク電圧であり、f_LINE はライン周波数です。

この方程式に基づき、75V の最小バルク電圧を達成するためには、85% のコンバータ効率と 47Hz の最小ライン周波数を仮定した場合、バルク コンデンサは 127µF より大きくする必要があります。設計では、コンデンサの公差を考慮して 180µF が選ばれました。

トランスの設計は、適切なスイッチング周波数の選定から始まります。一般的に、スイッチング周波数の選定は、シンプルなフライバック トポロジに基づき、コンバータのサイズと効率とのトレードオフに基づいて行われます。通常、スイッチング周波数が高くなるとトランスのサイズが小さくなります。しかし、スイッチング損失が増加し、効率に悪影響を与えます。場合によっては、通信へのノイズ干渉を防ぐために、特定の通信帯域を避けるようスイッチング周波数が選定されることもあります。周波数の選定については、本データシートの範囲外となります。

スイッチング周波数はトランスのサイズを最小化するために 110kHz に選択されます。同時に、レギュレーションは 150kHz で EMI ノイズに制限をかけ始めます。デザインで 110kHz のスイッチング周波数を選定することで、EMI フィルタのサイズを最小化するのに役立ちます。

次に、トランスの巻線比は、目的とする MOSFET の耐圧およびダイオードの耐圧に基づいて選定することができます。最大入力電圧が 265V AC のため、ピーク電圧は 式 9 を使って計算できます。

式 9.

システム コストを最小限に抑えるために、一般的な 650V MOSFET が選定されます。MOSFET ドレインの設計マージンと余分な電圧リンギングを考慮すると、反射出力電圧は 120V 未満とする必要があります。トランスの巻線比は、式 10で選択できます。

式 10.

ダイオードの電圧ストレスは、出力電圧に反射された入力電圧を加えたものです。ダイオードにかかる電圧ストレスは、式 11 として計算できます。

式 11.

リング電圧スパイクを考慮し、ダイオードの電圧定格は 50V より高くする必要があります。

トランスのインダクタンスの選択は、CCMの条件に基づいて行われます。大きなインダクタを使用すると、コンバータは CCM 状態を長く維持できます。ただしトランスのサイズを大きくする傾向があります。通常、トランスの励磁インダクタは、コンバータが最小ライン電圧で約 50% の負荷で CCM 動作に入るように選択されます。これは、トランスのサイズと効率の間のトレードオフとなります。この特定の設計では、出力電流が大きいため、コンバータをより深く CCM で動作させ、導通損失と出力リップルを最小限に抑えることが望まれます。このコンバータは、最小バルク電圧において約 10% 負荷で CCM 動作に移行します。

インダクタは 式 12のように計算できます。

式 12.

この式では、選択したスイッチング周波数は 110kHz です。したがって、トランスのインダクタンスは約
1.7 mH である必要があります。1.5 mH が励磁インダクタの値として選ばれました。

補助巻線は、UCC2800の通常動作に対して電力を供給します。補助巻線の電圧は、1 次側に反映された出力電圧です。より高い反射電圧を得ることで、IC はトランスから迅速にエネルギーを得て、重負荷のスタートアップを容易にすることができます。ただし、反射電圧が高いほど、IC の消費電力が増加します。したがって、トレードオフが必要になります。

この設計では、補助巻線の電圧を出力電圧と同じに選択し、UVLO レベルを超えて IC とドライブ損失を低く保つようにしています。したがって、出力巻線の巻線比は式 13で選択します。

式 13.

計算されたインダクタの値とスイッチング周波数に基づいて、MOSFET とダイオードの電流ストレスを計算できます。

MOSFET のピーク電流は 式 14 を使用して計算できます。

式 14.

MOSFET のピーク電流は 1.425A です。

ダイオードのピーク電流は、2 次側で反射された MOSFET のピーク電流です。

式 15.

MOSFET の RMS 電流は 式 16 のように計算できます。

式 16.

式 16 において、D は最小バルク電圧での MOSFET のデューティ サイクルであり、式 17 として計算できます。

式 17.

MOSFET の RMS 電流は 0.75 A です。したがって、IRFB9N65A が一次側 MOSFET として選定されます。

ダイオードの平均電流は出力電流 4A で、60V の定格と 14.25A のピーク電流能力を持つ 48CTQ060-1 が選定されます。

出力コンデンサは、出力電圧リップル要件に基づいて選定されます。この設計では、0.1% の電圧リップルを想定しています。0.1% のリップル要件に基づき、コンデンサの容量は式 18に基づいて選択できます。

式 18.

公差および温度効果を考慮し、さらにコンデンサのリップル電流定格を考慮した結果、680µF の出力コンデンサを 3 個並列で選定しました。

電力段の設計が完了した後、周辺部品を選定できます。