図 9-6 の回路では、レシオメトリック測定アプローチが採用されています。つまり、センサ信号 (この場合は RTD 両端の電圧) と ADC 用のリファレンス電圧は、同一の励起源から生成されます。そのため、励起源の温度ドリフトやノイズに起因する誤差は、センサ信号とリファレンスの両方に共通で現れるため、相殺されます。

デバイスを使用してレシオメトリック 3 線式 RTD 測定を実装するため、IDAC1 を RTD リードの 1 つに配線し、IDAC2 を 2 番目の RTD リードに配線します。どちらの電流も同じ値で、構成レジスタで IDAC[2:0] ビットを使用してプログラムできます。デバイスは、全温度範囲にわたって両方の IDAC 値が厳密に一致するように設計されています。両方の電流の合計は、高精度で低ドリフトのリファレンス抵抗 R_REF を流れます。リファレンス抵抗の両端で生成される電圧 V_REF が、ADC リファレンス電圧として使用されます (式 18 を参照)。I_IDAC1 = I_IDAC2 であるため、式 18 が 式 19 に減少します。

以下の説明を簡単にするため、RTD の個別のリード抵抗値 (R_LEADx) をゼロに設定します。式 20 に示されているように、IDAC1 は RTD を励起し、温度依存 RTD 値と IDAC1 値に比例する電圧 (V_RTD) を生成します。

デバイスは、内部において PGA を用いて RTD の両端電圧を増幅し、その結果得られた電圧をリファレンス電圧と比較することで、式 21 ～ 式 23 に比例するデジタル出力コードを生成します。

式 23 に示されているように、出力コードは RTD の値、PGA ゲイン、リファレンス抵抗 (R_REF) に依存しますが、IDAC1 の値には依存しません。したがって、励起電流の絶対精度や温度ドリフトは問題になりません。しかし、リファレンス抵抗の値は測定結果に直接影響するため、R_REF の温度ドリフトに起因する誤差を抑制するには、極めて低い温度係数を持つリファレンス抵抗を選定することが重要です。

2 番目の IDAC2 は、RTD のリード抵抗による電圧降下によって生じる誤差を補償するために使用されます。3 線式 RTD の 3 本のリード線は通常、同じ長さであるため、リード抵抗も同じです。また、IDAC1 と IDAC2 は同じ値です。リード抵抗を考慮すると、ADC 入力、AIN0 および AIN1 間の差動電圧 (V_IN) は、式 24 を用いて算出されます。

R_LEAD1 = R_LEAD2 and I_IDAC1 = I_IDAC2 の場合、式 24 は 式 25 に減少します。

言い換えると、RTD のリード抵抗による電圧降下に起因する測定誤差は、リード抵抗値と IDAC の値が十分に一致している限り、補償されます。

1 次差動および同相 RC フィルタ (R_F1、R_F2、C_DIF1、C_CM1 および C_CM2) を、ADC 入力とリファレンス入力 (R_F3、R_F4、C_DIF2、C_CM3 および C_CM4) に配置します。入力フィルタを設計する際の同じガイドラインは、「熱電対測定」セクションに記載している通り適用されます。最適な性能を得るには、入力側とリファレンス側のフィルタのコーナ周波数を揃えます。入力およびリファレンス フィルタのマッチングの詳細については、『ADS1148 および ADS1248 を使用した RTD レシオメトリック測定およびフィルタリング』アプリケーション ノートを参照してください。

リファレンス抵抗 R_REF は、デバイス用のリファレンス電圧を生成するだけでなく、RTD の同相電圧を PGA の規定された同相電圧範囲内に設定する役割も果たします。

回路を設計するときは、IDAC のコンプライアンス電圧要件も満たすように注意する必要があります。IDAC が正確に動作するためには、電流経路から AVSS 間に生じる最大電圧降下が、AVDD – 0.9V 以下である必要があります。この要件は、式 26 が常に満たされていなければならないことを意味します。

また、デバイスは、測定に使用されるのと同じ入力に IDAC を配線することもできます。フィルタ抵抗値 R_F1 および R_F2 が十分小さく、よく一致している場合、図 9-6 に示されているように、IDAC1 を AIN1 に、IDAC2 を AIN0 に配線できます。この方法により、1 つのデバイスで同じリファレンス抵抗を共有する 2 つの 3 線式 RTD も測定できます。

表 9-3 に示されているように、この設計例では、–200°C ～ +850°C の範囲の温度を測定するために使用する 3 線式 Pt100 測定の実装について説明します。Pt100 の励起電流は、I_IDAC1 = 500µA として選択されています。これは、1mA の合成電流がリファレンス抵抗 R_REF を通って流れることを意味します。前述の通り、R_REF の両端電圧は、ADS1220 のリファレンス電圧を生成するだけでなく、RTD 測定における同相電圧も設定します。一般的には、IDAC のコンプライアンス電圧を維持しつつ、PGA の同相電圧要件も満たす範囲内で、可能な限り高いリファレンス電圧を選択します。同相電圧は、アナログ電源の半分またはそれ付近 (この場合は 3.3V / 2 = 1.65V) に設定します。これは、ほとんどの場合 PGA の同相電圧要件を満たします。次に、R_REF の値は 式 27 によって算出されます。

温度および時間の変化に対して優れた測定精度を達成するには、R_REF の安定性が重要です。温度係数 ±10ppm/°C 以下のリファレンス抵抗を選択することを推奨します。1.65kΩ 値が容易に利用できない場合は、1.65kΩ 付近の別の値 (1.62kΩ や 1.69kΩ など) も使用できます。

最後のステップとして、最大入力信号が ADC の FSR に一致するように、PGA ゲインを選択する必要があります。Pt100 の抵抗値は温度とともに上昇します。したがって、測定する最大電圧 (V_INMAX) は極端な正温度のときに発生します。850°C では、NIST の表に基づくと、Pt100 の等価抵抗は約 391Ω です。Pt100 両端の電圧は式 28と等しくなります：

1.65V のリファレンス電圧を使用した場合に適用可能な最大ゲインは、(1.65V/195.5mV) = 8.4 と計算されます。ADS1220 で利用できる次に小さい PGA ゲイン設定は 8 です。ゲインが 8 のとき、このADS1220 は 式 29 に示されているような FSR 値を提供します。

この範囲により、IDAC およびリファレンス抵抗の初期精度やドリフトに対するマージンを確保できます。

IDAC、R_REF、PGA ゲインの値を設定した後は、その設定が PGA の同相電圧要件および IDAC のコンプライアンス電圧要件を満たしているかどうかを必ず再確認してください。ADC 入力 (AIN0 および AIN1) における同相電圧を求めるには、リード抵抗も考慮する必要があります。

最小の同相電圧は、R_LEADx = 0Ω で測定温度が最低 (–200°C) のときに生じます。これは、式 30 および 式 31 を用いて算出されます。

実際には、V_CMMIN = V_REF と仮定すると十分な近似値となります。

V_CMMIN は次の 2 つの要件を満たす必要があります。式 14 では V_CMMIN が AVDD / 4 = 3.3V / 4 = 0.825V よりも大きく、式 12 では V_CMMIN が 式 32 を満たしている必要があります。

この設計では、V_CMMIN = 1.65V で、どちらの制約も満たされています。

最大の同相電圧は測定温度 (850°C) の最高値で発生します。これは、式 33 および 式 34 を用いて算出されます。

V_CMMAX は、式 13 に提示されている要件を満たしています。つまり、この設計は 式 35 に相当します。

最後に、入力 AIN1 で発生する可能性のある最大電圧を計算して、IDAC1 のコンプライアンス電圧 (AVDD – 0.9V = 3.3V – 0.9V = 2.4V) が満たされているかどうかを判定する必要があります。入力 AIN0 の電圧は、入力 AIN1 の電圧よりも小さくなります。式 36 および 式 37 は、考えられる限り最悪の場合のリード抵抗を考慮に入れても、AIN1 の電圧が 2.4V 未満であることを示しています。

表 9-4 に、この設計のレジスタ設定を示します。