トランスの設計は、適切なスイッチング周波数の選定から始まります。一般的に、スイッチング周波数の選定は、シンプルなフライバック トポロジに基づき、コンバータのサイズと効率とのトレードオフに基づいて行われます。通常、スイッチング周波数が高くなるとトランスのサイズが小さくなります。しかし、スイッチング損失が増加すると、効率が低下してしまいます。場合によっては、通信へのノイズ干渉を防ぐために、特定の通信帯域を避けるようスイッチング周波数が選定されることもあります。周波数の選定については、本データシートの範囲外となります。

トランスのサイズを最小化するために、スイッチング周波数は 110kHz を目標としています。同時に、EMI 規制は 150kHz から伝導ノイズを制限し始めるため、スイッチング周波数を 110kHz に設定することで、EMI フィルタのサイズを小さく抑えるのに役立ちます。

トランスの巻線比は、目的とする MOSFET の耐圧およびダイオードの耐圧に基づいて選定することができます。最大入力電圧は 265 V AC なので、式 6 に示すようにピーク バルク電圧を計算できます。

式 6.

システム コストを最小限に抑えるために、一般的な 650V MOSFET が選定されます。MOSFET ドレインの設計マージンと余分な電圧リンギングを考慮すると、反射出力電圧は 120V 未満とする必要があります。トランスの巻線比は、式 7 で選択できます。

式 7.

トランスのインダクタンスの選択は、連続導通モード (CCM) の条件に基づいて行われます。インダクタンスが大きいと、コンバータは CCM を長く維持できます。ただしトランスのサイズを大きくする傾向があります。通常、トランスの励磁インダクタンスは、最小入力電圧時にコンバータが約 50% の負荷で CCM 動作に入るように選定されます。これは、トランスのサイズと効率の間のトレードオフとなります。この特定の設計では、出力電流が大きいため、コンバータをより深く CCM で動作させ、導通損失と出力リップルを最小限に抑えることが望まれます。このコンバータは、最小バルク電圧において約 10% 負荷で CCM 動作に移行します。

インダクタは式 8 のように計算できます。

式 8.

この式では、選択したスイッチング周波数は 110kHz です。したがって、トランスのインダクタンスは約 1.7mH である必要があります。磁化インダクタンスの値として 1.5mH を選択します。

補助巻線は、UCC2813-0-Q1 の通常動作に対してバイアス電力を供給します。補助巻線の電圧は、1 次側に反映された出力電圧です。デバイスがトランスからエネルギーを迅速に取得し、重負荷の下で簡単に起動できるように、より高い反射電圧を用意することが必要です。ただし、反射電圧が高いほど、デバイスの消費電力は大きくなります。したがって、トレードオフが必要になります。

この設計では、補助巻線の電圧を出力電圧と同じに設定することで、UVLO レベルを上回りつつ、デバイスやドライバの損失を低く抑えるようにしています。したがって、出力巻線の巻線比は式 9 で選択します。

式 9.

計算された 1 次側インダクタンス値とスイッチング周波数に基づいて、MOSFET およびダイオードにかかる電流ストレスを算出できます。